Курсовая работа: Однополосный связной передатчик Характеристика и

Министерство общего и профессионального образования

Российской Федерации

Уральский государственный технический университет - УПИ

Кафедра РПУ

Дипломная работа на тему:

Однополосный связной передатчик

Руководитель: Харитонов Ф.В.

Группа: РT - 505

Студенты: Рыжков А.С.

Бухарин В.М.

Каменск – Уральский 2003

ВВЕДЕНИЕ

техника радиопередающих устройств развивается непрерывно и интенсивно. Это обусловлено определяющей ролью передатчиков в энергопотреблении, качестве работы, надежности, стоимости радиосистем передачи и извлечении информации, радиоуправлении.

В настоящее время на магистральных и низовых радиосвязях широкое распространение получили передатчики с использованием однополосной модуляции (ОМ). Их используют в стационарных условиях, а также в системах подвижных служб (сухопутной, морской, воздушной). Интенсивно изучается возможность использования ОМ для радиовещания на ДВ, СВ, КВ.

Первичный телефонный сигнал (речевое сообщение), называемый также абонентским, является нестационарным случайным процессом с полосой частот примерно от 80 до 12000 Гц . Разборчивость речи определяется формантами, большинство которых расположено в полосе 300… 3400 Гц. Поэтому по рекомендации Международного консультативного комитета по телефонии и телеграфии (МККТТ) для телефонной передачи принята эффективно передаваемая полоса частот 300… 3400 Гц . При этом качество передаваемых сигналов получается достаточно высоким – слоговая разборчивость составляет около 90 % , а разборчивость фраз – 99 %. Дальнейшее улучшение качества передаваемых речевых сигналов связано с ухудшением экономических показателей системы связи.

Однополосная модуляция обладает рядом преимуществ перед обычной амплитудной модуляцией. К ним относятся: более узкая полоса частот радиоканала, и, следовательно, возможность размещения большего числа каналов связи, а также лучшие энергетические характеристики радиопередатчиков.

Требования, которым должен удовлетворять передатчик, это, прежде всего, простота схемного исполнения, дешевизна, возможность работы в широком диапазоне температур окружающей среды, простота в обращении, а также малое энергопотребление.

РАЗРАБОТКА СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ

Для формирования сигналов с одной боковой полосой в передатчиках наиболее часто используется способ последовательных преобразований с фильтрацией, так как с его помощью можно достаточно простыми мерами обеспечить устойчивое подавление нерабочих составляющих спектра сигнала. Структурная схема передатчика, использующего данный метод, приведена на рисунке 1.

Рисунок 1. Структурная схема разрабатываемого передатчика с ОБП.

Рассмотрим работу передатчика на основании приведенной выше структурной схемы и определим основные требования к ее блокам.

Исходное звуковое сообщение, преобразованное микрофоном М1 в электрические импульсы, усиливается до необходимой величины с помощью усилителя низкой частоты (УНЧ). УНЧ представляется целесообразным выполнить на операционном усилителе, например К544УД2. Следует отметить, что блок УНЧ может при необходимости содержать дополнительные узлы обработки исходного сигнала, например компрессор.

Далее усиленный сигнал попадает на балансный модулятор БМ1, где осуществляется первое преобразование частоты. Спектр исходного сообщения переносится на частоту f_ПР1 = 500 кГц, что обусловлено широким выбором стандартизованных электромеханических фильтров (ЭМФ). При весьма малых габаритных размерах они имеют высокую избирательность, сравнимую с избирательностью кварцевых фильтров. Однако ЭМФ, по сравнению с кварцевыми фильтрами, имеют больше затухание и неравномерность при более широкой полосе пропускания. Здесь применим фильтр ФЭМ4 – 031 – 500 – 3,1 В, выделяющий верхнюю боковую полосу. Таким образом, при дальнейшем формировании однополосного сигнала на рабочей частоте снимается проблема разделения фильтрами близко расположенных составляющих спектра. Необходимо подчеркнуть, что подавление нерабочих составляющих спектра, расположенных близко к формируемой боковой полосе, в том числе неиспользуемой боковой полосы, полностью определяется первым фильтром и при последующих преобразованиях не может быть улучшено.

Частота второго преобразования должна быть выше верхней рабочей частоты передатчика f_В = 11 МГц. Поэтому второе преобразование осуществляется на частоте f_ПР2 = 18 МГц при помощи балансного модулятора БМ2. При таком выборе комбинационная частота на выходе БМ2 f_ПР2 + f_ПР1 также будет выше верхней частоты рабочего диапазона передатчика. Следовательно, колебания с частотой f_ПР2 и продукты преобразования первого порядка с частотами f_ПР2 + f_ПР1 , если они попадут на вход усилителя мощности, не создадут помех в рабочем диапазоне проектируемого передатчика. Далее, как и для первого преобразования, с помощью полосового фильтра ПФ выделяется верхняя боковая полоса. Здесь для этого используется кварцевый фильтр ФП2П4 – 432 – 18,5 М – 13.

Так как разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу в диапазоне частот (6 ¸ 11) МГц используем третье преобразование частоты с помощью балансного модулятора БМ3, причем промежуточная частота f_ПР3 может изменяться в диапазоне (24,5 ¸ 29,5) МГц. Далее с помощью фильтра низкой частоты (ФНЧ) с фиксированной частотой среза, равной верхней рабочей частоте передатчика f_В = 11 МГц из полученного спектра выделяется нижняя боковая полоса. Использование такого приема позволяет исключить необходимость перестройки фильтров при перестройке передатчика в диапазоне рабочих частот. Шаг перестройки f_ПР3 , равный 1 кГц обеспечивается с помощью синтезатора частоты. ФНЧ можно реализовать на LC – элементах.

Описанное выше формирование сигнала с ОБП иллюстрирует рисунок 2.

Рисунок 2. Формирование сигнала с ОБП.

В качестве балансных модуляторов БМ1, БМ2, БМ3 представляется разумным применение аналоговых перемножителей в микросхемном исполнении. Например, балансный модулятор К174ПС1 имеет малый коэффициент нелинейных искажений, может работать в полосе частот до 200 МГц. Также несомненным достоинством таких БМ является обладание определённым коэффициентом усиления. Это позволяет сохранять постоянный необходимый для работы БМ уровень сигнала при подавлении его фильтром. Следует отметить и то, что в таком БМ напряжение с частотой f_ПР значительно подавляется.

Далее сформированный сигнал с ОБП усиливается с помощью предварительного (ПУ) и оконечного (ОК) усилителей. Важной их особенностью является способность усиливать сигнал с минимальными искажениями.

В качестве предварительного усилителя возможно применение каскада с общим коллектором, обладающего коэффициентом усиления по мощности » 100. Коэффициент усиления по мощности оконечного каскада, согласно проведенным расчетам составляет » 27,5. При этом схема формирования сигнала с ОБП будет работать при малом уровне мощности (» 10^-3 Вт), что является необходимым для ее корректного функционирования.

При помощи согласующей цепи (СЦ) осуществляется согласование низкого выходного сопротивления транзистора ОК с нагрузкой (фидером). Так как данный передатчик должен обеспечивать перестройку рабочей частоты в довольно широком диапазоне, СЦ также должна быть широкополосной. Для этого здесь применим трансформатор на длинных линиях.

К данному передатчику предъявляются довольно жесткие требования по величине внеполосных излучений. Для выполнения этих требований на выходе передатчика включается фильтрующая цепь (ФЦ).

Для передатчиков с ОБП предъявляются жесткие требования к стабильности выходной частоты. Для реализации этого требования, а также для предотвращения возникновения частотных искажений при формировании сигнала с ОБП, частоты f_ПР1 , f_ПР2 , f_ПР3 должны иметь малую относительную нестабильность _D f_ПР /f_ПР » 10^-6 , то есть стабилизироваться кварцем. Кроме того, частота f_ПР3 должна перестраиваться в диапазоне ( 24,5 ¸ 29,5 ) МГц с шагом 1 кГц. Таким образом, для реализации приведенных выше требований здесь удобно применить синтезатор сетки частот, причем для миниатюризации передатчика воспользуемся косвенным методом синтеза. Структурная схема такого синтезатора представлена на рис.3.

Рисунок 3. Структурная схема синтезатора сетки дискретных частот.

Здесь _D f = 1 кГц – шаг сетки дискретных частот.

f_{ПР3 МИН} = f_Н + f_ПР1 + f_ПР2 = 6 + 0,5 + 18 = 24,5 МГц

f_{ПР3 МАКС} = f_В + f_ПР1 + f_ПР2 = 11 + 0,5 + 18 = 29,5 МГц

Для корректной работы синтезатора частоты делитель с переменным коэффициентом деления должен обеспечивать деление частоты подстраиваемого генератора на 24500, 24501, 24502…29500. При этом шаг перестройки передатчика по частоте (шаг изменения промежуточной частоты f_ПР3 ) составит, как и требуется, 1 кГц.

РАСЧЕТ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА.

Согласно требованию задания по курсовому проектированию разрабатываемый передатчик должен обеспечивать максимальную мощность на выходе (в фидере) Р_Ф.МАКС = 20 Вт в диапазоне частот от f_Н = 6 МГц до f_В = 11 МГц. Для обеспечения этого требования оценим мощность первой гармоники Р_1МАКС непосредственно на выходе усилителя мощности (УМ) с учетом потерь в согласующих и фильтрующих цепях. Примем КПД согласующего трансформатора h_ТР = 0,9; КПД фильтрующей цепи h_Ф = 0,85. Тогда:

Р_1МАКС = Р_Ф.МАКС / h_ТР ×h_Ф Р_1МАКС = 26,144 Вт

При выборе типа транзистора УМ учтем следующее:

- для снижения уровня нелинейных искажений транзистор должен удовлетворять условию 3×f_Т / b₀ > f_В

- выходная мощность транзистора Р_ВЫХ ³ Р_1МАКС

Таким образом, в качестве активного элемента (АЭ) УМ применим кремниевый транзистор 2Т950А, имеющий следующие параметры:

- сопротивление насыщения r_НАС = 0,4 Ом;

- сопротивление утечки эмиттерного перехода в закрытом состоянии

R_УЭ > 0,04 кОм

- средний статический коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ b₀ » 60;

- частота единичного усиления f_Т » 250 МГц;

- емкость коллекторного перехода С_К » 150 пФ;

- емкость эмиттерного перехода С_Э » 1100 пФ;

- индуктивности выводов L_Б = 2,3 нГн; L_Э = 2,1 нГн; L_К = 4 нГн;

- максимальное импульсное напряжение коллектор-эмиттер U_{КЭ ИМП} = 60 В;

- максимально-допустимое обратное напряжение эмиттерного перехода U_{БЭ ДОП} = 4 В;

- максимальный постоянный ток коллектора I_{К0 ДОП} = 10 А;

- диапазон рабочих частот ( 1,5 ¸ 80 ) МГц

- допустимая температура переходов t_{П. ДОП} = 200 °С

- тепловое сопротивление между переходами и корпусом R_ПК = 1,25 °С/Вт

Напряжение питания УМ с учетом падения в блокировочном дросселе примем равным Е_К = Е_П – 0,25 = 23,75 В , где Е_П = 24 В – напряжение питания передатчика. Так как УМ должен усиливать сигнал с минимальными искажениями, то есть иметь линейную амплитудную характеристику, и, кроме того, возможно больший КПД, примем угол отсечки коллекторного тока Q = p / 2. При этом a₀ (Q) = 0,319, a₁ (Q) = 0,5, g₀ (Q) = 0,319, g₁ (Q) = 0,5. При усилении сигналов с ОБП УМ должен работать в недонапряженном режиме, в крайнем случае допустим критический режим.

Использованная методика расчета приведена в [1].

РАССЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ ЦЕПИ

1. Амплитуда первой гармоники напряжения U_К1 на коллекторе в критическом режиме:

U_{К1 КР} = 21,834 В

2. Максимальное напряжение на коллекторе:

U_{К МАКС} = Е_К + 1,2× U_{К1 КР} U_{К МАКС} = 49,951 В < U_{КЭ ИМП} = 60 В

3. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

I_К1 = 2,395 А

4. Постоянная составляющая коллекторного тока:

I_К0 = 1,528 А < I_{К0 ДОП} = 10 А

5. Максимальная величина коллекторного тока:

I_{К МАКС} = 4,79 А

6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного напряжения:

Р_{0 МАКС} = Е_К × I_К0 Р_{0 МАКС} = 36,287 Вт

7. КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

h = 0,72

8. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Р_{К МАКС} = Р_{0 МАКС} – Р_1МАКС Р_{К МАКС} = 10,143 Вт

9. Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки:

R_{ЭК НОМ} = 9,118 Ом

ОЦЕНКА ВЛИЯНИЯ СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ НА ВЕЛИЧИНУ R _{ЭК НОМ} .

Разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением W_Ф = 75 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика необходимо включить согласующую цепь с коэффициентом трансформации N = 75/9,118 = 8,225. В качестве согласующей цепи применим трансформатор на линиях с коэффициентом трансформации N = 9. Отсюда:

R_ЭК = 75/9 = 8,333 Ом

РАСЧЕТ ВЫХОДНОЙ ЦЕПИ СВЯЗИ

Оценим влияние реактивного элемента на выходе УМ (выходной емкости АЭ):

a_ВХ = 2×p×f_В ×C_К ×R_ЭК a_ВХ = 0,086

Так как a_ВХ оказалось меньше 0,1¸0,2 влияние выходной емкости транзистора незначительно и им можно пренебречь. Поэтому нет необходимости включать на выходе транзистора цепи связи, содержащие дополнительные LC элементы.

ПЕРЕРАСЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ ЦЕПИ

Сделаем перерасчет коллекторной цепи с учетом нового значения сопротивления R_ЭК = 8,333 Ом.

1. Амплитуда переменного напряжения на коллекторе при заданной мощности Р_1МАКС :

U_К = 20,874 В

2. Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

I_{K 1} = 2,505 А

3. Постоянная составляющая коллекторного тока:

I_К0 = 1,598 А < I_{К0 ДОП} = 10 А

4. Максимальная величина коллекторного тока:

I_{К МАКС} = 5,01 А

5. Максимальное напряжение на коллекторе:

U_{К МАКС} = E_K + U_K U_{К МАКС} = 44,624 В < U_{КЭ ИМП} = 60 В

6. Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного напряжения:

Р_{0 МАКС} = Е_К × I_К0 Р_{0 МАКС} = 37,955 Вт

7. КПД коллекторной цепи:

h = 0,689

8. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:

Р_{К МАКС} = Р_{0 МАКС} – Р_1МАКС Р_{К МАКС} = 11,812 Вт

Значение Р_{К МАКС} является исходным параметром для расчета температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения.

РАССЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ УМ В СХЕМЕ С ОЭ

Предполагается, что между базой и эмиттером АЭ по радиочастоте включен резистор R_Д , предназначенный для устранения перекосов в импульсах коллекторного тока. Его сопротивление:

R_Д = 113,663 Ом

При R_Д = 113,663 Ом обратное напряжение, приложенное к эмиттерному переходу составляет U_{БЭ МАКС} = 18,108 В, что значительно превосходит допустимое U_{БЭ ДОП} = 4 В. Для снижения напряжения U_{БЭ МАКС} до приемлемого значения примем R_Д = 27 Ом.

1. Амплитуда тока базы:

, где

c = 1 + g₁ (Q)× 2 × p × f_Т × С_К × R_ЭК c = 1,982

2. Максимальное обратное напряжение на эмиттерном переходе:

, где

E` = 0,7 В – напряжение отсечки транзистора

U_{БЭ МАКС} = 3,768 В < U_{БЭ ДОП} = 4 В

3. Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

I_Б0 = 0,027 А

I_Э0 = I_К0 + I_Б0 I_Э0 = 1,625 А

4. Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

, где

r_Э = 0,09 Ом;r_Б » 0 Ом

E_Б = -0,579 В

5. Значения L_ВХ.ОЭ , r_ВХ.ОЭ , R_ВХ.ОЭ , C_ВХ.ОЭ в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора (рисунок 4):

Рисунок 4. Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора.

L_ВХ.ОЭ = 3,36 нГн

, где

С_КА = 0,25×С_К – барьерная емкость активной части коллекторного перехода

r_ВХ.ОЭ = 0,878 Ом

R_ВХ.ОЭ = 14,033 Ом

С_ВХ.ОЭ = 2,722 нФ

6. Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора

Z_ВХ (f) = R_ВХ (f) + jХ_ВХ (f):

Входная мощность:

P_ВХ (f ) = 0,5×I_Б (f )² ×R_ВХ (f )

7. Коэффициент усиления по мощности:

РАСЧЕТ ВХОДНОЙ ЦЕПИ СВЯЗИ

Для транзистора в схеме с ОЭ в диапазоне средних и высоких частот (f_Н > 0,3×f_Т /b₀ ) необходимо использовать эквивалентную схему входного сопротивления транзистора, приведенную на рисунке 4, а также учесть снижение модуля коэффициента усиления b от частоты.

Для компенсации снижения величины b от f амплитуда входного базового тока I_Б транзистора УМ должна изменяться приблизительно обратно пропорционально частоте. Для этого на входе транзистора включают дополнительные корректирующие элементы L_ДОП , r_ДОП , R_ДОП , C_ДОП (Рисунок 5). Чтобы входное сопротивление цепи связи, являющееся нагрузкой для предыдущего каскада было близким к постоянному и резистивному Z_ВХ (f) = R_{ВХ å} = r_{ВХ ОЭ} + r_ДОП во всем диапазоне рабочих частот, дополнительно включают корректирующие элементы r_ПАР , C_ПАР , L_ПАР , R_ПАР .

Рисунок 5. Входная цепь связи транзистора с ОЭ

Примем неравномерность АЧХ d = 0,023, что соответствует Da = 0,1 дБ. Исходными данными служат рассчитанные выше значения L_ВХ.ОЭ , r_ВХ.ОЭ , R_ВХ.ОЭ , С_ВХ.ОЭ .

1. Расчет вспомогательных коэффициентов:

a* = 0,265

s* = 15,987

2. Находим коэффициенты:

;, где

; ; ;

a = 0,675 > a* = 0,265

s = 3,24 < s* = 15,987

3. Расчет резистора r_ДОП и корректирующих элементов:

r_ДОП = 3,454 Ом

Примем r_ДОП = 3,3 Ом

a** = 0,056 < a = 0,675

L_ДОП = 37,44 нГн

4. Рассчитываем резистор r_ПАР и элементы комплексного сопротивления Z_ПАР :

r_ПАР = r_{ВХ ОЭ} + r_ДОП r_ПАР = 4,178 Ом

Примем r_ПАР = 4,3 Ом

С_ПАР = 2,337 нФ

Примем С_ПАР = 2,2 нФ

L_ПАР = С_{ВХ ОЭ} ×(r_{ВХ ОЭ} + r_ДОП )² L_ПАР = 47,51 нГн

R_ПАР = 1,244 Ом

Примем R_ПАР = 1,2 Ом

5. Результирующее входное сопротивление цепи связи:

Z_ВХ = R_{ВХ å} = r_{ВХ ОЭ} + r_ДОП R_{ВХ å} = 4,178 Ом

6. Амплитуда входного напряжения:

U_ВХ = 2,82 В

7. Мощность, потребляемая от предыдущего каскада:

P_ВХ = 0,5×U_ВХ ² / R_{ВХ å} P_ВХ = 0,952 Вт

8. Коэффициент усиления по мощности:

К_Р = 27,474

9. Мощность, рассеиваемая на резисторах r_ДОП , r_ПАР :

Pr_ДОП = 0,157 Вт

Pr_ПАР = 0,504 Вт

РАССЧЕТ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ

При включении транзисторов по схеме с ОЭ величина напряжения смещения Е_Б определяется амплитудой тока базы I_Б и углом отсечки коллекторного тока q. Для достижения q = const при изменении I_Б = var смещение должно быть комбинированным – внешнее от источника Е_ВН и автосмещение от постоянной составляющей I_Б0 на сопротивлении R_АВТ в цепи базы транзистора:

Е_Б = Е_ВН - I_Б0 × R_АВТ . Чтобы получить q = 90°, необходимо обеспечить R_АВТ > R_Д . Для этого используем схему, приведенную на рисунке 6. Здесь при R1 >> R2 сопротивление R_АВТ = R_Д + R2.

Рисунок 6. Схема оконечного каскада.

R2 = 21,006 Ом

Примем R2 = 22 Ом

R1 = 732,286 Ом

Примем R1 = 750 Ом

Ток через резисторы R1 и R2:

I_ДЕЛ = 0,031 А

Мощность, рассеиваемая на резисторах R1, R2:

P_{R 1} = I_ДЕЛ ² ×R1P_{R 1} = 0,725 Вт

P_{R 2} = (I_ДЕЛ - I_Б0 )² ×R2P_{R 2} = 0,436 мВт

Следует отметить, что если автосмещение должно быть безинерционным, чтобы успевать следить за изменением огибающей ОМ сигнала, то внешнее смещение – наоборот, инерционным. Это накладывает ограничения на величины блокировочных конденсаторов в цепи питания. Укажем также, что для связного передатчика F_Н = 300 Гц, F_В = 3400 Гц.

С_БЛ1 ³ 0,318 мкФ

Примем С_БЛ1 = 0,47 мкФ

С_БЛ2 £ 0,11 мкФ

Примем С_БЛ2 = 0,1 мкФ

С_БЛ3 ³ 0,159 мкФ

Примем С_БЛ3 = 0,22 мкФ

L_БЛ ³ 11,05 мкГн

В качестве L_БЛ применим ВЧ дроссель ДМ-2,4-20.

РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Как уже было отмечено, разрабатываемый передатчик должен обеспечивать работу на нагрузку (фидер) сопротивлением W_Ф = 75 Ом. Для выполнения этого требования в состав передатчика (а именно на выходе усилителя мощности) необходимо включить согласующую цепь. Применим здесь трансформатор на линиях с коэффициентом трансформации N = 9. Этот выбор обусловлен низкими значениями согласуемых сопротивлений, при которых обычные широкополосные трансформаторы имеют низкий КПД из-за влияния индуктивности рассеяния.

Исходные данные для расчета:

- R_Н = W_Ф = 75 Ом – сопротивление нагрузки трансформатора

- R_ВХ = R_ЭК = 8,333 Ом – входное сопротивление трансформатора

- N = 9 – коэффициент трансформации сопротивлений

- диапазон рабочих частот от f_Н = 6 МГц до f_В = 11 МГц

- мощность в нагрузке трансформатора ( на входе фильтрующей цепи )

P_Н = Р_{Ф МАКС} / h_Ф » 24 Вт

- неравномерность АЧХ на f_Н трансформатора примем равной

a₁ = 0,1 ( К_Б.ТР > 0,895 )

Схема трансформатора приведена на рисунке 7.

Рисунок 7. Схема согласующей цепи.

1. Необходимое волновое сопротивление линии:

Z_С.ТРЕБ = 25 Ом

2. Амплитудные значения напряжения и тока в нагрузке:

U_Н = 60 В

I_Н = 0,8 А

Напряжения и токи на линиях:

U_Л = U_Н /3U_Л = 20 В

I_Л = I_Н I_Л = 0,8 А

Продольные напряжения на линиях:

U_ПР1 = 2 × U_Г U_ПР1 = 40 В

U_ПР2 = U_Г U_ПР2 = 20 В

U_ПР3 = 0

Требуемые индуктивности:

L_{ПР.ТРЕБ.1} ³ 13,263 мкГн

L_{ПР.ТРЕБ.2} ³ 6,631 мкГн

L_{ПР.ТРЕБ.3} = 0

3. Выбираем коаксиальную линию КВФ – 25 с волновым сопротивлением Z_С = 25 Ом.

4. Оценим геометрическую длину линий:

, где

Q < ( 18 ¸ 54 )° при Z_С » Z_С.ТРЕБ. Примем Q = 18 °

С = 3×10¹⁰ – скорость света

e = 2,1 – диэлектрическая проницаемость диэлектрика

l_Л » 94 см

5. Выбираем марку феррита 200 ВНС. Его параметры приведены в таблице 1.

Таблица1.

Значение магнитной индукции:

В_{f нРАБ.МАКС.} £ ( 0,014 ¸ 0,031 ) Тл на частоте f_Н = 6 МГц при допустимых удельных тепловых потерях в феррите Р_Ф ¢ = ( 0,2 ¸ 1,0 ) Вт/см³ и Q = 70

Поскольку В_{f нРАБ.МАКС.} >> 0,001 Тл, уточняем при Q = 50

В_{f нРАБ.МАКС.} £ ( 0,012 ¸ 0,026 ) Тл

Аналогично определяем значение В_{f вРАБ.МАКС.} на частоте f_В = 11 МГц при Q = 40

В_{f вРАБ.МАКС.} £ ( 0,008 ¸ 0,017 ) Тл

С запасом примем В_{f нРАБ.МАКС.} = 0,01 Тл; В_{f вРАБ.МАКС.} = 0,006 Тл.

6. Выбираем многовитковую конструкцию. Она удобна при использовании гибких линий достаточной длины, что позволяет наматывать их на ферритовые кольца.

Определим минимальный объем феррита для первой линии:

V_МИН1 = 0,213 см³ на f_Н = 6 МГц

При расчетах на f_В = 11 МГц минимальный объем феррита получается еще меньше ( V_МИН1 = 0,176 см³ ). Однако на кольце малого размера не удастся разместить кабель диаметром b = 2,49 мм и длиной l_Л = 94 см. Поэтому применим кольцо К28´16´9 (D = 2,8 см; d = 1,6 см; h = 0,9 см) . Его площадь поперечного сечения и объем:

S₁ = 0,5×h×(D – d)S₁ = 0,54 см²

V₁ = 0,25×p×( D² – d² ) ×hV₁ = 3,732 см³ > V_МИН1 = 0,213 см³

7. Определим необходимое число витков:

w₁ » 19 витков

Девятнадцать витков кабеля КВФ – 25 будут занимать:

l_КАБ.1 = w × bl_КАБ.1 = 4,731 см

Периметр кольца по внутреннему диаметру:

l_КОЛ.1 = p × dl_КОЛ.1 = 5,027 см

Так как l_КОЛ.1 > l_КАБ.1 все 19 витков кабеля уместятся на кольце в один слой.

Оценим продольную индуктивность:

L_{ПР. РАСЧ.1} = 70,89 мкГн

Поскольку L_{ПР.РАСЧ.1} значительно больше требуемой L_{ПР.ТРЕБ.1} и объем кольца К28´16´9 также много больше минимально необходимого сделаем перерасчет трансформатора.

Выберем кольцо К20´10´5. Для него:

S₁ = 0,25 см²

V₁ = 1,178 cм³ > V_МИН1 = 0,213 см³

w₁ » 11 витков ( для l_Л = 40 см )

l_КОЛ.1 = 3,142 см > l_КАБ.1 = 2,739 см

L_{ПР. РАСЧ.1} = 16,13 мкГн > L_{ПР.ТРЕБ.1} = 13,263 мкГн

8. Определим значение магнитной индукции:

B_{f нРАБ .1} = 3,858 ×10 ^-3 Тл < В_{f нРАБ . МАКС .} = 0,01 Тл

В_{f вРАБ.1} = 2,105 ×10 ^-3 Тл < В_{f вРАБ.МАКС.} = 0,006 Тл

9. Удельные тепловые потери в феррите первой линии:

P_Ф1 ¢ = 0,022 Вт/см³ на частоте f_Н = 6 МГц для Q = 50

P_Ф1 ¢ = 0,015 Вт/см³ на частоте f_В = 11 МГц для Q = 40

10. Мощность потерь в объеме сердечника первой линии:

P_Ф1 = P_Ф1 ¢_МАКС. × V₁

P_Ф1 =0,026 Вт

11. Аналогичные расчеты проводим для второй линии:

V_МИН2 = 0,107 см³ на f_Н = 6 МГц

Сердечник - кольцо К12´9´4, две штуки. Для них:

S₂ = 0,12 см²

V₂ = 0,396 cм³ > V_МИН2 = 0,107 см³

w₂ » 11 витков ( для l_Л = 40 см )

l_КОЛ.2 = 2,827 см > l_КАБ.2 = 2,739 см

L_{ПР. РАСЧ.2} = 11,06 мкГн > L_{ПР.ТРЕБ.2} = 6,631 мкГн

B_{f нРАБ.2} = 4,019 ×10 ^-3 Тл < В_{f нРАБ.МАКС.} = 0,01 Тл

В_{f вРАБ.2} = 2,192 ×10 ^-3 Тл < В_{f вРАБ.МАКС.} = 0,006 Тл

P_Ф2 ¢ = 0,024 Вт/см³ на частоте f_Н = 6 МГц для Q = 50

P_Ф2 ¢ = 0,017 Вт/см³ на частоте f_В = 11 МГц для Q = 40

P_Ф2 = 9,5 ×10 ^-3 Вт

12. Третья линия согласующего трансформатора является фазокомпенсирующей и не содержит ферритового сердечника. Ее длину примем равной длинам первой и второй линий l_Л = 40 см.

13. Входная мощность и КПД трансформатора:

P_ВХ = P_Н + P_Ф1 + P_Ф2 P_ВХ = 24,0355 Вт

h_ТР = P_Н / P_ВХ h_ТР = 0,998

РАСЧЕТ ФИЛЬТРУЮЩЕЙ ЦЕПИ

Высшие гармоники тока или напряжения, образованные в результате работы транзистора УМ в нелинейном режиме с Q = 90°, должны быть ослаблены в нагрузке передатчика (фидере) до уровня, определенного в задании на курсовую работу. С этой целью на выходе передатчика включается фильтр. Заданную фильтрацию гармоник, в первую очередь наиболее интенсивных - второй и третьей, фильтрующая цепь должна обеспечить в рабочем диапазоне частот передатчика при заданном уровне колебательной мощности и высоком КПД.

Исходные данные для расчета:

- диапазон рабочих частот от f_Н = 6 МГц до f_В = 11 МГц

- R_Н = W_Ф = 75 Ом – сопротивление нагрузки

- К_Б.Н. ³ 0,8 – допустимое значение КБВ нагрузки

- К_Б.ВХ. ³ 0,7 – допустимое значение КБВ на входе фильтрующей цепи

- a_ДОП = -50 дБ – допустимый уровень высших гармоник в нагрузке передатчика

- a_СЦ » 0 – дополнительное затухание, вносимое согласующей цепью

- a_{Г N} – относительный уровень высших гармоник напряжения (или тока) на выходе УМ. Величина a_{Г N} определяется схемой и режимом работы УМ. Для рассматриемого случая (однотактный УМ в недонапряженном или критическом режиме):

Для наиболее значимой второй гармоники при Q = 90° a₂ (Q) = 0,212.

Тогда a_Г2 » -7,5 дБ.

Непосредственно расчет:

1. Коэффициент перекрытия передатчика по частоте:

К_{f П} = f_В / f_Н К_{f П} = 1,833

Так как К_{f П} < (1,6 ¸ 1,9) устанавливаем один фильтр.

2. Граничные частоты фильтра совпадают с соответствующими частотами f_Н = 6 МГц и f_В = 11 МГц передатчика.

3. КБВ, который должна обеспечить колебательная система:

К_Б.Ф. = К_Б.ВХ / К_Б.Н К_Б.Ф. = 0,875

4. Неравномерность АЧХ в полосе пропускания фильтрующей цепи:

d = 0,004

Da = 0,02 дБ

5. Минимальное затухание, которое должен обеспечить фильтр в полосе задерживания:

a_{Ф N} ³ -a_ДОП + a_{Г N} + a_СЦ a_Ф2 ³ 42,5 дБ

6. Нормированная частота в полосе задерживания (для ФНЧ):

W_{З N} = N / К_{f П} W_З2 = 1,09

7. При выборе схемы фильтра необходимо обеспечить малое входное сопротивление на частотах высших гармоник. В частности, для однотактного УМ ФНЧ должен начинаться с параллельной емкости С1. Для рассматриемого случая a_Ф2 > (20 ¸ 30) дБ и W_З2 < (1,5 ¸ 1,8), поэтому необходимо применять фильтры Кауэра ( эллиптические ), имеющие равноколебательную АЧХ в полосе пропускания и АЧХ со “всплесками” затухания в полосе задерживания. Используя диаграмму для оценки порядка эллиптических ФНЧ на рис.2.7 [2] и данные таблицы 9, выбираем фильтр 9-го порядка С09 – 05 – 67 с Da = 0,0109 дБ, W_З = 1,086360377, a_Ф = 46,4 дБ, r = 5%.

8. Принципиальная схема фильтра приведена на рисунке 8.

Рисунок 8. Схема фильтра Кауэра 9-го порядка.

Нормированные значения элементов:

c1 = 0,693482l2 = 1,235453c2 = 0,163150

c3 = 1,172824l4 = 0,748031c4 = 1,008319

c5 = 0,793057l6 = 0,575410c6 = 1,456578

c7 = 0,908201l8 = 0,765453c8 = 0,707124

c9 = 0,351309

Производим денормирование:

;;R_B = R_Н = 75 Ом

L_B = 1,085147 мкГнС_В = 192,915 пФ

С1 = С_В × с1 = 133,783 пФС2 = С_В × с2 = 31,474 пФ

С3 = С_В × с3 = 226,255 пФС4 = С_В × с4 = 194,52 пФ

С5 = С_В × с5 = 152,993 пФС6 = С_В × с6 = 280,996 пФ

С7 = С_В × с7 = 175,206 пФС8 = С_В × с8 = 136,415 пФ

С9 = С_В × с9 = 67,773 пФ

L2 = L_B × l2 = 1,341 мкГн

L4 = L_B × l4 = 0,812 мкГн

L6 = L_B × l6 = 0,624 мкГн

L8 = L_B × l8 = 0,831 мкГн

9. КПД фильтра:

h_Ф = 1- r² h_Ф = 0,9975

Произведем конструктивный расчет катушек L2, L4, L6, L8. Приближенно можно считать, что действующие на LC – элементах напряжения и токи в 3¸5 раз больше номинальных значений напряжения и тока в нагрузке R_Н .

Действующее значение тока в нагрузке:

I_НД » 0,6 А

Действующее значение напряжения на нагрузке:

U_НД = Р_Н / I_НД U_НД » 43 В

Тогда действующие напряжения и токи на LC – элементах не превосходят:

I_Д = 3× I_НД I_Д » 1,8 А

U_Д = 3× U_НД U_Д » 130 В

U_МАКС = Ö2× U_Д U_МАКС » 185 В

1. Уточним расчетные значения индуктивностей с учетом размагничивающего влияния близко расположенных проводников, деталей конструкции, каркаса и стенок блока:

L2_РАСЧ = 1,1× L2L2_РАСЧ = 1,475 мкГн

L4_РАСЧ = 1,1× L4L4_РАСЧ = 0,893 мкГн

L6_РАСЧ = 1,1× L6L6_РАСЧ = 0,686 мкГн

L8_РАСЧ = 1,1× L8L8_РАСЧ = 0,914 мкГн

2. Выберем диаметр провода катушки исходя из соображений ее допустимого перегрева. Для цилиндрической однослойной катушки с естественным (конвекционным) охлаждением:

, где

DТ² = 40 К – разность температур провода и окружающей среды.

Примем d = 1 мм.

3. Шаг намотки:

g = (1,3¸1,5)×dg = 1,5 мм

4. Число витков спирали катушки:

, где

D – диаметр намотки катушки, см

F – коэффициент формы катушки, зависящий от отношения длины намотки катушки l к ее диаметру D. Для катушек диаметром до 5 см обычно берут l/D = 0,5¸0,8. Примем l/D = 0,6. Тогда из графика рис.10.3 [] F = 12×10^-3 .

Поскольку величины D, l/D, g = l/N выбираются произвольно, необходимо проверить правильность их выбора – должно выполняться равенство N = l/g. При совпадении результатов с точностью ±(5¸7)% расчет можно считать законченным. В противном случае расчет повторяют при новом значении D.

Таким образом, с учетом приведенных выше требований проверки имеем:

Для L2: D = 1,98 см, l = 1,188 см, N = 7,879 витков.

Для L4: D = 1,66 см, l = 0,996 см, N = 6,696 витков.

Для L6: D = 1,52 см, l = 0,912 см, N = 6,134 витков.

Для L8: D = 1,68 см, l = 1,008 см, N = 6,734 витков.

5. Вычислим электрическую прочность катушек.

Напряжение между соседними витками:

U_В = U_МАКС / N_МИН U_В » 30 В

Напряженность поля между витками:

Е = U_В / (g – d)Е » 60 В/мм < Е_МАКС = (250¸700) В/мм

6. Длина провода катушки:

l_ПР »p×D×Nl_ПРМАКС » 50 см

Условие l_ПРМАКС » 50 см < 0,3×l_МИН » 820 см выполняется, значит катушки фильтра можно считать элементами с сосредоточенными параметрами.

Для рассчитанного ФНЧ с помощью пакета схемотехнического моделирования OrCAD 9.1 был получен график 1 АЧХ, приведенный в приложении 2.

Как известно, вид АЧХ фильтра находится в тонкой зависимости от величин элементов. Полученные в ходе расчетов значения емкостей конденсаторов фильтра не соответствуют дискретным значениям стандартных рядов, что затрудняет их выбор. Здесь возможно применение подстроечных конденсаторов, однако была предпринята попытка использования конденсаторов со стандартными значениями, соответствующими ряду Е24, а именно:

C1 = 130 пФC2 = 30 пФC3 = 220 пФ

C4 = 200 пФC5 = 150 пФC6 = 270 пФ

C7 = 180 пФC8 = 130 пФC9 = 68 пФ

Значения индуктивностей оставлены неизменными, равными расчетным. АЧХ такого фильтра приведена на графике 2, представленном в приложении 2.

Анализируя графики 1 и 2 АЧХ фильтров можно сделать вывод о возможности применения в качестве конденсаторов ФНЧ конденсаторов постоянной емкости с номиналами, приведенными выше. Это не приведет к существенной деградации АЧХ фильтра.

Таким образом, в качестве конденсаторов фильтра применим конденсаторы типа КМ 4, группы П33 с максимальным рабочим напряжением 250 В.

РАСЧЕТ РАДИАТОРА

Исходным параметром для расчета радиатора транзистора оконечного каскада является мощность Р_К.МАКС » 12 Вт, рассеиваемая на его коллекторе.

Максимальная температура корпуса транзистора типа 2Т950А составляет 125°С. Примем температуры корпуса транзистора и его радиатора примерно одинаковыми, и, с некоторым запасом, равными t_РАД = 80°С.

Температурой окружающей среды для радиатора будет являться внутренняя температура корпуса передатчика t_СР . Примем t_СР = 40°С.

Тогда тепловое сопротивление радиатора:

R_РАД = 3,33°С/Вт

По графику рис. П.4 стр. 304 [4] находим, что такое сопротивление обеспечивает ребристый радиатор объемом V = 110 см³ . Примем длину и ширину радиатора равными 5 см, тогда его высота составит 4,4 см.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Результатом выполнения данной курсовой работы является разработанный радиопередатчик с ОБП, отвечающий заданным требованиям, а именно:

- мощность в фидере сопротивлением W_Ф = 75 Ом

Р_Ф.МАКС = Р_1.МАКС ×h_ТР ×h_Ф Р_Ф.МАКС = 26 Вт

- стабильность частоты не хуже 10^-6 , что обеспечивается применением кварцевой стабилизации

- подавление внеполосных излучений более 50 дБ

- перестройка частоты выходного сигнала в диапазоне (6¸11) МГц с шагом 1 кГц

Вместе с тем необходимо отметить значительную сложность отдельных узлов. Так фильтрующая цепь имеет 9 порядок. Для снижения требований к ней представляется целесообразным выполнить оконечный каскад по двухтактной схеме.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ.

1. Проектирование транзисторных каскадов передатчиков. Учебное пособие для техникумов / Шумилин М.С., Козырев В.Б., Власов В.А. М.: Радио и связь. 1987. 320 с.

2. Справочник по расчету фильтров / Зааль Р. М.: Радио и связь. 1983. 752 с.

3. Радиопередающие устройства: Методические указания по курсовому проектированию / Булатов Л.И., Гусев Б.В., Харитонов Ф.В. Екатеринбург: УПИ. 1992. 28 с.

4. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред. Уткина Г.М. М.: Советское радио. 1979.